بهبود عملکرد ترانسفورماتور ولتاژ بالا در منبع تغذیه تقویت‌کننده کلایسترون با متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی
محورهای موضوعی : مهندسی برق و کامپیوتر
ابوالفضل نصیری
1
*
,
محسن گنجی
2
,
سید محمد علوی
3
1 - فنی و مهندسی
2 - برق، دانشکده فنی، دانشگاه امام حسین، تهران، ایران
3 - گروه الکترونیک، دانشکده برق، دانشگاه جامع امام حسین (ع)، تهران، ایران
کلید واژه: ترانسفورماتور فرکانس بالا, تقویت کننده کلایسترون, مدار تشدید سری, مدار راه‌انداز.,
چکیده مقاله :
در این تحقیق از ساختار مبدل تمام‌پل برای تغذیه تقویت‌کننده کلایسترون استفاده شده است. برای تأمین توان کلایسترون (kW 100، A 4 و kV 25) سه ماژول مبدل تمام‌پل با ترانسفورماتور ولتاژ بالا- فرکانس بالا به‌کار رفته است. خروجی ترانسفورماتورها در یک ساختار ستاره، یکسو شده و پس از عبور از یک فیلتر π، تغذیه مدار راه‌انداز لامپ کلایسترون تأمین می‌شود. خروجی منبع تغذیه، پالس‌هایی با عرض ms 1 و فرکانس تکرار 50Hz می‌باشد. ولتاژ ورودی مبدل VDC 500 است که از یک تغذیه سه‌فاز تأمین می‌گردد. در این تحقیق با متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتور فرکانس بالا، بیشینه جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتورها کاهش یافته و موجب کاهش بیشینه جریان ترانزیستورها می‌شود. با کاهش بیشینه جریان مغناطیس‌کنندگی نیز ابعاد هسته ترانسفورماتور و در نتیجه ابعاد، حجم و وزن مدار راه‌انداز کلایسترون کاهش پیدا می‌کند. همچنین اندوکتانس نشتی ترانسفورماتور فرکانس بالا، موجب شکلگیری مدار تشدید سری شده و شرایط کلیدزنی نرم فراهم گردیده و بدین ترتیب موجب بهبود عملکرد مدار راه‌انداز کلایسترون می‌شود. عملکرد مدولاتور با استفاده از نرم‌افزار PSCAD و بار مقاومتی شبیه‌سازی شده و مورد تأیید قرار گرفته است.
In this research, the structure of a Full-bridge converter has been used to feed the klystron amplifier. Three Full-bridge transducer modules with high voltage transformers are used to supply the power of klystron (100 kW, 4 kV, 25 kV). The output of the transformers is rectifier in a star structure and after passing through a π filter, the circuit of the klystron lamp is supplied. The output of the power supply is 1 ms width and frequency of repetition is 50 Hz. The input voltage of the converter is 500 VDC, which is supplied by a three-phase feed. In this research, by balancing the magnetizing current of high frequency transformers, the maximum magnetization current of transformers decreases and decreases the maximum current of transistors. In addition, the core dimensions of the transformer decrease by reducing the maximum magnetization current. As a result, the dimensions, volume, and weight of the klystron drive circuit are reduced. Also, by using leakage inductance of high frequency transformer, series resonance circuit has been created and soft switching conditions have been provided. In this way, it improves the performance of the klystron driven circuit. Modulator performance has been simulated and approved using PSCAD software and resistive load.
[1] Z. Liu, H. Zha, J. Shi, and H. Chen, "Study on the efficiency of klystrons," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 48, no. 6, pp. 2089-2096, Jun. 2020.
[2] L. J. R. Nix, L. Zhang, and A. W. Cross, "Design of a 48 GHz gyroklystron amplifier," IEEE Trans. on Electron Devices, vol. 68, no. 11, pp. 5792-5798, Nov. 2021.
[3] R. Thekkeppat, V. Mandloi, and P. Shrivastava, "A solid-state converter topology, −100 kV, 20 A, 1.6 ms, modulator for high average power klystron amplifier," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 46, no. 10, pp. 3700-3707, Oct. 2018.
[4] M. Collins and C. Martins, "A modular and compact long pulse modulator based on the SML topology for the ESS linac," IEEE Trans. on Dielectrics and Electrical Insulation, vol. 24, no. 4, pp. 2259-2267, Aug. 2017.
[5] م. ر. بنائي، ا. نصيري، س. م. علوي و س. حسين‌زاده، "كنترل ولتاژ منبع‌تغذيه مگنترون با استفاده از مبدل فلاي‌بك كلمپ فعال،" نشريه علمي الكترومغناطيس كاربردي، سال 7، شماره 1، صص. 81-73، بهار و تابستان 1398.
[6] N. Z. Saadabad, A. Nasiri, and J. Nekoui, "A new three‐port DC/DC converter with soft switching for PV applications," International J. of Circuit Theory and Applications, Early View, Jun. 2024, https://doi.org/10.1002/cta.4107.
[7] F. C. Magallanes and D. Aguglia, "Solid-state fast voltage compensator for pulsed power applications requiring constant AC power consumption," IEEE Trans. on Dielectrics and Electrical Insulation, vol. 22, no. 4, pp. 1963-1970, Aug. 2015.
[8] D. Malviya and M. Veerachary, "A boost converter-based high-voltage pulsed-power supply," IEEE Trans. on Industry Applications, vol. 56, no. 5, pp. 5222-5233, Sept./Oct. 2020.
[9] ا. نصيري، م. ر. بنائي، ي. م. علوي و س. حسين‌زاده، " ارائه یک روش جدید برای راه‌اندازی لامپ مگنترون با استفاده از مبدل نیم‌پل تغییر فاز یافته،" رادار، سال 8، شماره 2، صص. 20-9، دي 1399.
[10] R. Khosravi and M. Rezanejad, "A new pulse generator with high voltage gain and reduced components," IEEE Trans. on Ind. Electron., vol. 66, no. 4, pp. 2795-2802, Apr. 2019.
[11] M. Collins and C. A. Martins, "Evaluation of a novel capacitor charging structure for flicker mitigation in high-power long-pulse modulators," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 47, no. 1, pp. 985-993, Jan. 2019.
[12] M. Collins and C. A. Martins, "Optimal design of a high-voltage DC/DC converter for the 11.5 MW/115 kV ESS long-pulse modulator," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 48, no. 10, pp. 3332-3341, Oct. 2020.
[13] ا. نصيري، م. ر. بنائي، ي. م. علوي و س. حسين‌زاده، "کاهش تلفات هسته مغناطیسی در مبدل فوروارد برای راه اندازی لامپ مگنترون،" نشريه مهندسي برق و مهندسي كامپبوتر ايران، الف- مهندسي برق، سال 18، شماره 4، صص. 239-231، زمستان 1398.
[14] A. Nasiri and M. R. Banaei, "A new magnetron driving method using a phase shifted active clamp forward converter for sulfur plasma tube applications," IET Power Electronics, vol. 14, no. 2, pp. 442-453, Feb. 2021.
[15] م. بیگی، آ. دهستانی کلاگر و م. ر. علیزاده پهلوانی، "استفاده از یک‌سوسازهای چندسطحی دیودمهاری با کنترل‌کننده MPC، جهت تغذیه فرستنده لورن،" علوم و فناوری‌های پدافند نوین، سال 11، شماره 2، صص. 165-155، تير 1399.
[16] N. Z. Saadabad, S. H. Hosseini, A. Nasiri, and M. Sabahi, "A new soft switched high gain three-port DC-DC converter with coupled inductors," IET Power Electronics, vol. 13, no. 19, pp. 4562-4571, Feb. 2020.
[17] A. Nasin, M. R. Banaei, S. M. Alavi, and S. Hosseinzadeh, "A new control method for magnetron lamp power supply using forward-flyback converter with active clamp," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 51, no. 8, pp. 2390-2398, Aug. 2023.
[18] ا. شمشادي، ع. ر. نصيري، و پ. خرم‌پور، "بررسي و شبيه‌سازي چندپاره شدن شبكه زمين و تأثير آن بر تغيير ولتاژهاي گام و تماس در پست‌هاي فشارقوي با استفاده از روش اجزاي محدود،" نشريه علمي الكترومغناطيس كاربردي، سال 9، شماره 1، صص. 97-89، بهار و تابستان 1400.
[19] A. Nasin, M. R. Banaei, and S. Rahirni, "Phase-shifted half-bridge resonant inverter for driving magnetron," in Proc. IEEE Int. 10th Power Electronics, Drive Systems and Technologies. Conf., pp. 735-740, Shiraz, Iran, 12-14 Feb. 2019.
[20] M. J. Kim, W. S. Choi, I. W. Jeong, H. C. Park, and K. H. Park, "A new driving method of the magnetron power supply for a sulfur plasma lamp," IEEE Trans. on Ind. Electron, vol. 63, no. 9, pp. 492-499, 2016.
[21] J. H. Cho, K. B. Park, J. S. Park, G. W. Moon, and M. J. Youn, "Design of a digital offset compensator eliminating transformer magnetizing current offset of a phase-shift full-bridge converter," IEEE Trans. on Power Electron., vol. 27, no. 1, pp. 331-341, Jan. 2012.
150 نشریه مهندسی برق و مهندسی کامپیوتر ایران، الف- مهندسی برق، سال 22، شماره 2، تابستان 1403
مقاله پژوهشی
بهبود عملکرد ترانسفورماتور ولتاژ بالا در منبع تغذیه تقویت‌کننده کلایسترون با متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی
ابوالفضل نصیری، محسن گنجی و سید محمد علوی
چکیده: در این تحقیق از ساختار مبدل تمام‌پل برای تغذیه تقویت‌کننده کلایسترون استفاده شده است. برای تأمین توان کلایسترون (kW 100، A 4 و kV 25) سه ماژول مبدل تمام‌پل با ترانسفورماتور ولتاژ بالا- فرکانس بالا به‌کار رفته است. خروجی ترانسفورماتورها در یک ساختار ستاره، یکسو شده و پس از عبور از یک فیلتر π، تغذیه مدار راه‌انداز لامپ کلایسترون تأمین می‌شود. خروجی منبع تغذیه، پالس‌هایی با عرض ms 1 و فرکانس تکرار Hz 50 می‌باشد. ولتاژ ورودی مبدل VDC 500 است که از یک تغذیه سه‌فاز تأمین می‌گردد. در این تحقیق با متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتور فرکانس بالا، بیشینه جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتورها کاهش یافته و موجب کاهش بیشینه جریان ترانزیستورها می‌شود. با کاهش بیشینه جریان مغناطیس‌کنندگی نیز ابعاد هسته ترانسفورماتور و در نتیجه ابعاد، حجم و وزن مدار راه‌انداز کلایسترون کاهش پیدا می‌کند. همچنین اندوکتانس نشتی ترانسفورماتور فرکانس بالا، موجب شکلگیری مدار تشدید سری شده و شرایط کلیدزنی نرم فراهم گردیده و بدین ترتیب موجب بهبود عملکرد مدار راه‌انداز کلایسترون می‌شود. عملکرد مدولاتور با استفاده از نرم‌افزار PSCAD و بار مقاومتی شبیه‌سازی شده و مورد تأیید قرار گرفته است.
کلیدواژه: ترانسفورماتور فرکانس بالا، تقویت‌کننده کلایسترون، مدار تشدید سری، مدار راه‌انداز.
1- مقدمه
شتاب‌دهنده‌های خطی با تولید انرژی توان بالای پرتو الکترونی یا پرتو ایکس در پزشکی، صنعت، امنیت ملی و ... استفاده می‌شوند. کلایسترون، یک لامپ خلأ پرتو خطی خاص است که به‌عنوان تقویت‌کننده برای فرکانس رادیویی از فرکانس UHF تا محدوده مایکروویو استفاده می‌شود [1]. کلایسترون‌های کم‌توان به‌عنوان اسیلاتور در لینک‌های ارتباطی مایکروویو زمینی و کلایسترون‌های توان بالا در خروجی فرستنده‌های تلویزیونی UHF، ارتباطات ماهواره‌ای، فرستنده‌های راداری و برای تولید نیروی محرک در شتاب‌دهنده‌های ذرات مدرن استفاده می‌شوند. تغذیه کلایسترون پالس عرض باریک ولتاژ بالا است. کلایسترون به‌صورت یک مقاومت خطی در مدار عمل می‌کند [2]. شتاب‌دهنده‌های خطی الکترون از قسمت‌های مختلفی تشکیل شده‌اند و یکی از اجزای اصلی آن، مدار راه‌انداز است که با تولید پالس‌های ولتاژ و توان بالا جهت راه‌اندازی لامپ‌های مایکروویو مورد استفاده قرار می‌گیرند.
در [3] ساختار تمام‌پل ماژولار برای تولید پالس ولتاژ بالا برای تغذیه تقویت‌کننده کلایسترون به‌کار رفته و در آن از سه ماژول مبدل DC-DC برای تأمین ولتاژ مد نظر استفاده شده است. در [4] یک مدولاتور توان ولتاژ بالا با استفاده از ساختار مبدل چندسطحه برای تغذیه کلایسترون پیشنهاد شده که بدین ترتیب ماژول‌های مبدل چندسطحه برای تأمین سطح ولتاژ به‌صورت سری در خروجی قرار می‌گیرند. ترکیب پیشنهادشده موجب بهبود کیفیت توان خط AC و بهبود راندمان مدولاتور توان شده است. در [5] از ساختار مبدل فلای‌بک کلمپ فعال برای تولید پالس ولتاژ بالا برای لامپ مایکروویو استفاده گردیده؛ بدین صورت که با تغییر زمان کلیدزنی موجب افزایش بهره مبدل شده است. در [6] مبدل توان پالسی بر پایه تخلیه شارژ خازن و جبران‌کننده ولتاژ سریع برای راه‌اندازی لامپ کلایسترون آمده است. جبران‌کننده ولتاژ سریع به‌صورت ماژولار پالس ولتاژ بالا را تأمین می‌کند. ساختار پیشنهادی برای بهبود کیفیت توان AC مبدل تخلیه شارژ خازنی قابل استفاده است. در [7] ساختار مدولاتورهای توان بر اساس ماژول‌های تقویت‌کننده ولتاژ چندسطحه ارائه شده و نیز
با به‌کارگیری از ماژول‌های تقویت‌کننده ولتاژ ورودی موازی/ خروجی سری، پالس ولتاژ بالا تأمین شده است. در [8] از ساختار مبدل افزاینده چندمرحله‌ای برای منبع تغذیه پالس ولتاژ بالا استفاده شده که در شرایط باری متفاوت، امکان تولید پالس مدنظر را دارد. همچنین پالس تولیدشده در خروجی به‌صورت تک‌قطبی و دوقطبی و با عرض پالس، فرکانس و دامنه قابل تنظیم ارائه شده است. در [9] از ساختار مبدل نیم‌پل برای راه‌اندازی لامپ مایکروویو استفاده شده و بدین ترتیب با تغییر فاز کلیدزنی جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتور متعادل گردیده است. در [10] یک مولد پالس با استفاده از مبدل کلید خازنی برای تولید پالس ولتاژ بالا با امکان تنظیم سطح ولتاژ و فرکانس ارائه شده است. بدین صورت که ساختار ماژول‌های سوئیچ خازنی برای افزایش گام‌به‌گام ولتاژ ورودی در نظر گرفته شده است. در [11] از شارژ بانک خازنی برای تولید پالس ولتاژ بالا جهت راه‌اندازی کلایسترون استفاده شده است. برای تأمین ولتاژ سطح بالا، مبدل‌های چندسطحه به‌صورت ماژولار به‌کار رفته‌اند. در [12] و [13] از ساختار مبدل فوروارد کلمپ فعال برای تولید پالس ولتاژ بالا استفاده شده و در آنها با تکنیک تغییر فاز، بهره مبدل افزایش یافته است. در [12] از ساختار تک‌کلید و در [13] از ساختار دوکلید استفاده شده است. در [14] از ساختار ماژولار چندسطحه به‌عنوان جایگزین ترانسفورماتور پالس برای راه‌اندازی لامپ کلایسترون استفاده شده است. هر ماژول از
شکل 1: بلوک دیاگرام مدار راه‌انداز لامپ کلایسترون.
یک مبدل DC/DC با ترانسفورماتور فرکانس بالا- ولتاژ بالا تشکیل گردیده و سپس در یک ساختار سری، خروجی ماژول‌ها با هم جمع شده و ولتاژ سطح بالا برای کلایسترون تأمین می‌گردد.
در این تحقیق مبدل تمام‌پل به‌صورت ماژولار برای تولید پالس ولتاژ بالا جهت منبع تغذیه کلایسترون 2(KPS) پیشنهاد شده است. در این ساختار با متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتورها، عملکرد KPS بهبود یافته است. فرکانس تکرار پالس مدار راه‌انداز Hz 50، عرض پالس خروجی ms 1 و فرکانس کلیدزنی kHz 50 می‌باشد.
در بخش دوم ساختار KPS پیشنهادی توصیف شده است. این بخش، نخست اجزای ساختار پیشنهادی را ارائه کرده و سپس به توضیح مدار تشدید سری می‌پردازد و در ادامه متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی بررسی می‌گردد. در بخش سوم بلوک دیاگرام کنترل KPS تشریح گردیده و در بخش چهارم هم نتایج شبیه‌سازی ارائه شده است.
2- طراحی، تجزیه و تحلیل عملکرد KPS
اجزای KPS عباتند از
1) یکسوساز ورودی: در این بخش ولتاژ سه‌فاز Hz 50 و vac 380 ورودی به VDC 500 تبدیل می‌گردد.
2) مبدل DC/DC: از طریق اینورترهای تشدیدی تمام‌پل، ولتاژ
VDC 500 به پالس‌هایی با عرض ms 1، دامنه kV 25 و فرکانس Hz 50 تبدیل می‌شود.
3) یکسوساز خروجی: پالس‌های خروجی ترانسفورماتورها را یکپارچه و یکسوسازی می‌کند.
4) بلوک دیاگرام کنترل: از طریق نمونه‌برداری و مقایسه‌کردن جریان خروجی با سیگنال مرجع، کنترل حلقه بسته مبدل را انجام می‌دهد.
در این تحقیق بار معادل لامپ کلایسترون یک مقاومت kΩ 5 است (شکل 1).
2-1 اجزای KPS
در شکل 2 شماتیک KPS ارائه شده است. دیودهای 
تا 
دیودهای یکسوساز ورودی هستند و 
و 
به‌عنوان صافی ورودی عمل می‌کنند. خازن‌های 
، 
و 
خازن‌های ورودی هر ماژول مبدل DC/DC هستند. در این تحقیق از سه ماژول تمام‌پل فرکانس بالا برای مبدل DC/DC استفاده شده است. 
تا 
ترانزیستورهای مبدل و ترانسفورماتورهای فرکانس بالا- ولتاژ بالا 
تا 
می‌باشند. 
، 
و 
اندوکتانس نشتی ترانسفورماتورهای فرکانس بالا هستند که با خازن‌های 
، 
و 
مدار تشدید سری را تشکیل داده‌اند. دیودهای 
تا 
در یک ساختار یکسوساز سه‌فاز ستاره در خروجی ایفای نقش می‌کنند. 
و 
در کنار 
و 
صافی خروجی KPS را تشکیل می‌دهند.
2-2 مبدل DC/DC
مطابق با شکل 2، مبدل DC/DC از سه ماژول تمام‌پل تشکیل شده است. ماژول‌ها در ورودی به‌صورت موازی و در خروجی، سیم‌پیچ‌های ثانویه ترانسفورماتورهای مبدل به شکل ستاره متصل می‌شوند. این نوع اتصال نه‌تنها ولتاژ خط ظاهرشده در یکسوکننده‌ها را افزایش می‌دهد، بلکه فرکانس ریپل خروجی یکسوساز را نیز افزایش می‌دهد؛ لذا ولتاژ صاف‌تری در خروجی داریم. همچنین با افزایش فرکانس ریپل خروجی، ظرفیت و ابعاد المان‌های فیلتر خروجی کاهش می‌یابد. ماژول‌های اینورتر تمام‌پل، 120 درجه اختلاف فاز نسبت به یکدیگر دارند. ترانسفورماتورهای فرکانس بالا، ولتاژهای سه‌فاز با فرکانس kHz 50 انتقال می‌دهند. با توجه به اینکه عرض پالس KPS به میزان ms 1 است، لذا مبدل‌های DC/DC در هر دوره تناوب صرفاً ms 1 فعال هستند (شکل 3).
در بخش ثانویه ترانسفورماتورها مطابق با (1) تا (3) ولتاژ kvac 5/18 ایجاد می‌شود. بدین ترتیب بیشینه ولتاژ خط kVAC 27/26 در ورودی‌های یکسوکننده ظاهر می‌گردد. سپس با استفاده از یکسوکننده، ولتاژهای سه‌فاز و صافی 
، ولتاژ VDC 25- در خروجی ایجاد می‌شود. خروجی دوم بخش ثانویه ترانسفورماتورها برای تشکیل نقطه خنثی به یکدیگر متصل گردیده و به نقطه میانی خازن‌های صافی خروجی، اتصال پیدا می‌کند
(1)
(2)
(3)
در (1) تا (3)، 
ولتاژ خروجی مورد نظر برای کلایسترون (kV 25)، 
بیشینه ولتاژ خط سه‌فاز، 
دامنه ولتاژ خروجی ترانسفورماتورها، 
فرکانس ریپل خروجی یکسوساز و 
فرکانس کلیدزنی مبدل می‌باشد. مشخصات پالس تقویت‌کننده کلایسترون عبارتند از ms 1،
kW 100، A 4 و kV 25. بر این اساس، طبق (4) تا (8) پارامترهای مداری و تنش ولتاژ و جریان ترانزیستورها و دیودهای یکسوساز خروجی محاسبه می‌گردد [15]
(4)
(5)
(6)
(7)
(8)
که در (4) تا (8)، 
ولتاژ DC ورودی ماژول‌ها، 
تنش ولتاژ ترانزیستورها، 
تنش ولتاژ دیودهای یکسوساز خروجی، 
بیشینه جریان ثانویه ترانسفورماتورها و 
تنش جریان ترانزیستورها است. بر اساس (4) تا (8) مشخصات ترانزیستورها و دیودهای مدار به‌صورت زیر مشخص می‌شود
[1] این مقاله در تاریخ 29 آبان ماه 1402 دریافت و در تاریخ 15 فروردين ماه 1403 بازنگری شد.
ابوالفضل نصیری (نویسنده مسئول)، دانشكده فنی و مهندسي، دانشگاه افسری و تربیت پاسداری امام حسین (ع)، تهران، ايران، (email: nasirieng@gmail.com).
محسن گنجی، دانشكده فنی و مهندسي، دانشگاه افسری و تربیت پاسداری امام حسین (ع)، تهران، ايران، (email: mmohsen.gganji_66@yahoo.com).
سید محمد علوی، دانشكده برق، دانشگاه جامع امام حسین (ع)، تهران، ايران،
(email: alavi_m@tbsmapna.com).
[2] . Klystron Power Supply
شکل 2: مدار راه‌انداز لامپ کلایسترون.
شکل3: نمایش اساس عملکرد ماژول‌های مبدل، (الف) پالس خروجی مد نظر، (ب) خروجی ترانسفورماتورهای یکپارچه‌شده و (ج) پالس گیت ترانزیستورها.
با توجه به مشخصات ترانزیستور می‌توان از IGBT با مشخصات A 200 و V 900 استفاده کرد. همچنین بر اساس مشخصات دیود می‌توان از 9 دیود سری A 8 و kV 3 استفاده کرد.
2-3 مدار تشدید
با توجه به جریان مدنظر در خروجی، جریان قابل ملاحظه‌ای از ترانزیستورها عبور می‌کند. در ساختار ارائه‌شده برای کاهش تلفات کلیدزنی از مدار تشدید استفاده شده که متشکل از 
و 
در هر ماژول است. اختلاف سطح ولتاژ بین ورودی و خروجی ترانسفورماتور موجب افزایش اندوکتانس نشتی و تلفات ترانسفورماتور می‌گردد. در این مقاله برای کاهش تلفات ترانسفورماتور از اندوکتانس نشتی ترانسفورماتور برای تأمین شرایط کلیدزنی نرم (ZVS) استفاده می‌شود [16]. با توجه
به آنکه مبدل در حالت CCM کار می‌کند، محاسبات فرکانس کلیدزنی به‌صورت روابط زیر محاسبه می‌گردد [17] و [18]
(9)
(10)
در (9) و (10)، 
فرکانس تشدید است.
2-4 راندمان مبدل
محاسبه تلفات مدار حائز اهمیت است. عمده تلفات مدار در ترانزیستورها، دیودها، مقاومت داخلی خازن‌ها و مقاومت داخلی القاگرها صورت می‌گیرد
(11)
تلفات ترانزیستورها به‌صورت (12) محاسبه می‌شود
(12)
تلفات دیودها به‌صورت (13) محاسبه می‌شود
(13)
تلفات خازن‌ها به‌صورت (14) محاسبه می‌شود
(14)
تلفات القاگرها هم به‌صورت (15) محاسبه می‌شود
(15)
3- مدار کنترل
بلوک کنترل مدار راه‌انداز لامپ کلایسترون از سه بخش مدار کنترل جریان خروجی، مدار کنترل توان و متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی تشکیل شده است (شکل 4).
3-1 روش کنترل جریان خروجی
کنترل‌کننده جریان خروجی، سیگنال گیت 
را در طول زمان فعال‌بودن مبدل تولید می‌کند. سیگنال بر اساس نمونه‌برداری از جریان خروجی و مقایسه آن با جریان مطلوب، میزان خطای جریان
شکل 4: بلوک دیاگرام کنترل ماژول مدولاتور توان جهت راه‌اندازی لامپ کلایسترون.
شکل 6: ولتاژ ثانویه ترانسفورماتور قدرت در (الف) جریان 
نامتعادل و (ب) جریان متعادل.
خروجی را محاسبه می‌کند. سپس با استفاده از بلوک کنترل‌کننده جریان، سیگنال PWM، 
و 
را تولید می‌نماید. سیگنال اعمالی به گیت ترانزیستورهای ، 
، 
و 
از ترکیب سیگنال‌های و با سیگنال فعال‌کننده 
از (16) و (17) حاصل می‌گردد
(16)
(17)
3-2 کنترل توان خروجی
بیشینه توان کلایسترون kW 100، 
یا فرکانس تکرار پالس Hz 50 و عرض پالس خروجی ms 1 است؛ بنابراین متوسط توان خروجی kW 5 می‌باشد. بلوک کنترل با تنظیم عرض پالس، متوسط توان خروجی را کنترل می‌کند. در صورت تأمین ولتاژ خروجی kV 25، حداکثر توان مایکروویو توسط کلایسترون تقویت می‌شود. بر این اساس طبق شکل 4 برای دستیابی به متوسط توان مدنظر باید زمان فعال‌بودن مبدل محاسبه گردد. به‌همين دليل زمان فعال‌بودن مبدل 
و بیشینه توان به‌صورت (18) تا (20) حاصل می‌شود
(18)
(19)
(20)
3-3 متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی
هنگام فعال‌بودن مدار راه‌انداز، ولتاژ اولیه عدم تعادلی در ترانسفورماتور فرکانس بالا برقرار می‌گردد که باعث ایجاد تلفات در هسته ترانسفورماتور فرکانس بالا می‌شود. با ایجاد تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی، تلفات هسته کاهش پیدا می‌کند. بدین منظور ابتدا میزان عدم تعادل جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتور فرکانس بالا محاسبه شده و سپس با تغییر فاز کلیدزنی ترانزیستورها، جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتور متعادل می‌گردد. در سیگنال گیت ترانزیستورها 
دوره تناوب کلیدزنی مبدل تمام‌پل و فرکانس کلیدزنی است (شکل 5- الف و (21))
شکل 5: جریان مغناطیس‌کنندگی، (الف) سیگنال گیت، (ب) عدم تعادل مثبت، (ج) عدم تعادل منفی و (د) متعادل.
(21)
در شکل 5، شکل موج جریان اولیه ترانسفورماتور 
و جریان مغناطیس‌کنندگی 
آمده است. در شکل‌های 5- ب و 5- ج جریان مغناطیس‌کنندگی متعادل نیست. عدم تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی باعث اتلاف توان ناشی از ایجاد ولتاژ در زمان‌های غیرفعال‌بودن مبدل در ترانسفورماتور پالس می‌گردد (شکل 6- الف). با کنترل تغییر فاز، ولتاژ ترانسفورماتور پالس در زمان غیرفعال‌بودن مبدل، صفر می‌شود (شکل
6- ب). در شکل 5- د با کنترل زمان تأخیر شروع 
فعال‌نمودن مبدل، مقدار عدم تعادل جریان مغناطیس‌کنندگی را می‌توان به حداقل رساند. 
به‌عنوان زمان تأخیر در شروع فعالیت مدار راه‌انداز تعریف می‌شود. برای ایجاد تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی، 
به‌عنوان متوسط جریان مغناطیس‌کنندگی در نظر گرفته می‌شود. شکل 5 تغییرات آفست جریان مغناطیس‌کنندگی را بر اساس تغییرات فاز کلیدزنی نمایش می‌دهد. آفست 
ام دوره تناوب کلیدزنی با 
نشان داده شده و تغییرات آفست ام دوره تناوب کلیدزنی 
با (22) و (23) محاسبه می‌گردد
(22)
(23)
متوسط جریان مغناطیس‌کنندگی با (24) محاسبه می‌شود
(24)
که 
جریان مغناطیس‌کنندگی در ابتدای ام دوره کلیدزنی و رابطه موجود در پرانتز اول معادل است. با توجه به اینکه 
خیلی کوچک‌تر از 
است از بخش آخر نیز می‌توان صرف‌نظر نمود؛ بنابراین به‌صورت (25) تقریب زده می‌شود
(25)
شکل 7: نحوه قرارگیری سیم‌پیچ‌ها بر روی هسته ترانسفورماتور.
این رابطه نشان می‌دهد که تغییرات آفست جریان مغناطیس‌کنندگی 
معادل نصف تغییرات جریان مغناطیس‌کنندگی است. اگر در زمان شروع حالت فعال مقدار مناسب برای در نظر گرفته شود (شکل 5)، جریان مغناطیس‌کنندگی متعادل خواهد شد. تأخیر زمان شروع برای حفظ تعادل جریان مغناطیس‌کنندگی توسط خروجی کنترل‌کننده تغییر فاز محاسبه می‌شود (شکل 4).
برای ایجاد تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی (شکل 5- د)، مطابق با (26) یک مقدار اولیه برای در همان لحظه شروع حالت فعال‌بودن مبدل در نظر گرفته می‌شود [19] تا [21]
(26)
بدین ترتیب تأخیر نقطه شروع ، تعادل جریان مغناطیسی را تسهیل می‌کند (شکل 5- د) و به‌علاوه، تعادل جریان مغناطیسی ZVS را در کلیدها تضمین و از اشباع هسته ترانسفورماتور قدرت جلوگیری می‌نماید. همچنین در زمان غیرفعال‌بودن مبدل، تلفات ترانسفورماتور را به حداقل می‌رساند و بدین ترتیب با کنترل تغییر فاز کلیدزنی، تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی ایجاد می‌شود. مقدار حداکثر جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتور فرکانس بالا کاسته شده و در نتیجه تنش جریان کلیدها کمتر گردیده و تلفات کلیدزنی و تلفات هسته کاهش می‌یابد. بنابراین حجم، وزن و قیمت هسته ترانسفورماتور فرکانس بالا نیز کاهش می‌یابد.
3-4 طراحی ترانسفورماتور
با توجه به استفاده از مدار تشدید سری در ساختار ارائه‌شده، جریان سیم‌پیچ اولیه ترانسفورماتور قدرت به‌صورت سینوسی است. با استفاده از (27) تا (40)، مقدار بهینه پارامترهای ترانسفورماتور با درنظرگرفتن ملاحظات عملی طراحی می‌گردد
(27)
(28)
(29)
(30)
(31)
(32)
(33)
در (27) تا (33) 
شار پیوندی، 
سطح مقطع هسته فریت و 
حداکثر شار مغناطیسی هسته فریت است. همچنین بر اساس رابطه نسبت دور ترانسفورماتور، (34) را داریم
(34)
با درنظرگرفتن ولتاژ لینک DC، V 500 و نیز ولتاژ سیم‌پیچ خروجی یک ترانسفورماتور kV 33/8 و با صرف‌نظر از تلفات ترانسفورماتور قدرت، مقدار جریان DC از (36) محاسبه می‌گردد
(35)
(36)
با توجه به اینکه جریان سیم‌پیچ اولیه به‌صورت سینوسی است داریم
(37)
در (37) 
حداکثر جریان سیم‌پیچ اولیه ترانسفورماتور است. همچنین مقدار مؤثر جریان سیم‌پیچ اولیه و ثانویه ترانسفورماتور با استفاده از (38) تا (40) محاسبه می‌گردد
(38)
(39)
(40)
همچنین با توجه به اختلاف ولتاژ بین سیم‌پیچ ورودی و خروجی ترانسفورماتور، رعایت فاصله ایزولاسیون حائز اهمیت است. بر این اساس سیم‌پیچ‌های ورودی و خروجی ترانسفورماتور به‌صورت شکل 7 باید قرار گیرند و بدین ترتیب اندوکتانس نشتی ترانسفورماتور افزایش می‌یابد و موجب افزایش تلفات می‌گردد. برای جبران تلفات ناشی از افزایش اندوکتانس نشتی ترانسفورماتور، بهره‌گیری از کلیدزنی نرم (ZVS) ضروری می‌گردد. با توجه به محاسبات انجام‌شده و تجربه کارهای مشابه، تعداد دور سیم‌پیچ اولیه 20 دور در نظر گرفته شده است. در جدول 1 پارامترهای مداری ماژول مبدل تمام‌پل آمده است.
4- نتایج شبیه‌سازی
با استفاده از مدار ارائه‌شده در شکل 2، پارامترهای مداری جدول 1 و نرم‌افزار PSCAD، شبیه‌سازی KPS انجام گردید که در شکل 8 نتایج شبیه‌سازی نشان داده شده است.
با ایجادکردن تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی، بیشینه جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتورها کاهش پیدا می‌کند. در شکل‌های 8- ز، 8- ح و 8- ط، جریان متعادل مغناطیس‌کنندگی نشان داده شده است. بدین صورت بیشینه جریان مغناطیس‌کنندگی برای هر سه ترانسفورماتور A 4 و کمینه جریان مغناطیس‌کنندگی برای همه ترانسفورماتورها A 4- به دست آمده است. شکل 8- ی جریان ترانزیستور (A 165) را در حالت تعادل جریان مغناطیس‌کنندگی و همچنین شکل 8- ک جریان ترانزیستور (A 174) را در حالت عدم تعادل جریان مغناطیس‌کنندگی نشان می‌دهد. مبدل تمام‌پل در حالت تعادل جریان مغناطیس‌کنندگی و
(الف)
(ب)
(ج)
(د)
(ﻫ)
(و)
(ز)
(ح)
(ط)
(ی)
(ک)
شکل 8: نتایج شبیه‌سازی مبدل KPS، (الف) ولتاژ و جریان ترانزیستور 
، (ب) قطار پالس ولتاژ باریکه الکترون کلایسترون، (ج) تک‌پالس ولتاژ باریکه الکترون کلایسترون، (د) جریان مغناطیس‌کنندگی نامتعادل ترانسفورماتور 1، (ﻫ) جریان مغناطیس‌کنندگی نامتعادل ترانسفورماتور 2، (و) جریان مغناطیس‌کنندگی نامتعادل ترانسفورماتور 3، (ز) جریان مغناطیس‌کنندگی متعادل ترانسفورماتور 1، (ح) جریان مغناطیس‌کنندگی متعادل ترانسفورماتور 2، (ط) جریان مغناطیس‌کنندگی متعادل ترانسفورماتور 3، (ی) جریان ترانزیستور بعد از متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی و (ک) جریان ترانزیستور قبل از متعادل‌سازی جریان مغناطیس‌کنندگی.
شکل 9: نمودار دایره‌ای تلفات مبدل.
جدول 1: پارامترهای مداری مبدل تمام‌پل.
مقدار | نماد | پارامتر |
kW 100 |
| بیشینه توان |
kW 3 |
| متوسط توان |
vac 380 |
| ولتاژ ورودی |
kV 25 |
| ولتاژ خروجی |
A 4 |
| جریان خروجی |
ms 1 |
| عرض پالس |
Hz 50 |
| فرکانس تکرار پالس |
V 500 |
| ولتاژ ورودی DC |
μH 5/54 |
| اندوکتانس تشدید |
μH 1200 |
| اندوکتانس مغناطیس‌کنندگی |
nF 22 |
| خازن تشدید |
nF 50 |
| خازن‌های اولیه صافی خروجی |
mH 70 |
| اندوکتانس صافی خروجی |
nF 25 |
| خازن ثانویه صافی خروجی |
kΩ 5 |
| مقاومت معادل کلایسترون |
337/20 |
| نسبت دور ترانسفورماتور |
جدول 2: مبدل تمام‌پل در حالت تعادل جریان مغناطیس‌کنندگی
و عدم تعادل مغناطیس‌کنندگی.
پارامترهای مورد مقایسه |
|
|
|
عدم تعادل | A 6 | A 174 | 354 |
تعادل | A 4 | A 165 | 337 |
عدم تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی در جدول 2 مورد مقایسه قرار گرفته است. با تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی ضمن کاهش بیشینه جریان مغناطیس‌کنندگی موجب کاهش تنش جریان ترانزیستورها و نسبت دور ترانسفورماتور شده است.
بر اساس (11) تا (15) و نتایج شبیه‌سازی، محاسبات تلفات انجام شد و راندمان مبدل بدین صورت ارائه می‌گردد: توان خروجی 
و مجموع توان تلفاتی مبدل 
است که بر این اساس، راندمان مبدل %66/91 می‌شود. شکل 9 نمودار دایره‌ای تلفات مبدل را نشان می‌دهد که عمده تلفات مبدل مربوط به ترانزیستورهاست (%84/49). تلفات القاگرها %83/19، خازن‌ها %27/15 و کمترین مقدار مربوط به دیودها با %05/15 است.
5- نتیجه‌گیری
ایده مطرح‌شده در این تحقیق بدین صورت است که با استفاده از روش تغییر فاز، تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتور پالس ایجاد می‌شود. در نتیجه حداکثر جریان مغناطیس‌کنندگی ترانسفورماتور فرکانس بالا از A 6 به A 4 کاهش یافت. همچنین تعداد دورهای سیم‌پیچ ثانویه در حالت عدم تعادل جریان مغناطیس‌کنندگی 583 دور بود که با ایجاد تعادل به 524 دور کاهش یافت. با کاهش جریان مغناطیس‌کنندگی، ابعاد، وزن و حجم ترانسفورماتور پالس کاهش می‌یابد. همچنین ایجاد تعادل در جریان مغناطیس‌کنندگی باعث کاهش تنش جریان کلیدها از A 174 به A 165 شد.
مراجع
[1] Z. Liu, H. Zha, J. Shi, and H. Chen, "Study on the efficiency of klystrons," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 48, no. 6, pp. 2089-2096, Jun. 2020.
[2] L. J. R. Nix, L. Zhang, and A. W. Cross, "Design of a 48 GHz gyroklystron amplifier," IEEE Trans. on Electron Devices, vol. 68, no. 11, pp. 5792-5798, Nov. 2021.
[3] R. Thekkeppat, V. Mandloi, and P. Shrivastava, "A solid-state converter topology, −100 kV, 20 A, 1.6 ms, modulator for high average power klystron amplifier," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 46, no. 10, pp. 3700-3707, Oct. 2018.
[4] M. Collins and C. Martins, "A modular and compact long pulse modulator based on the SML topology for the ESS linac," IEEE Trans. on Dielectrics and Electrical Insulation, vol. 24, no. 4, pp. 2259-2267, Aug. 2017.
[5] م. ر. بنائي، ا. نصيري، س. م. علوي و س. حسين‌زاده، "كنترل ولتاژ منبع‌تغذيه مگنترون با استفاده از مبدل فلاي‌بك كلمپ فعال،" نشريه علمي الكترومغناطيس كاربردي، سال 7، شماره 1، صص. 81-73، بهار و تابستان 1398.
[6] N. Z. Saadabad, A. Nasiri, and J. Nekoui, "A new three‐port DC/DC converter with soft switching for PV applications," International J. of Circuit Theory and Applications, Early View, Jun. 2024, https://doi.org/10.1002/cta.4107.
[7] F. C. Magallanes and D. Aguglia, "Solid-state fast voltage compensator for pulsed power applications requiring constant AC power consumption," IEEE Trans. on Dielectrics and Electrical Insulation, vol. 22, no. 4, pp. 1963-1970, Aug. 2015.
[8] D. Malviya and M. Veerachary, "A boost converter-based high-voltage pulsed-power supply," IEEE Trans. on Industry Applications, vol. 56, no. 5, pp. 5222-5233, Sept./Oct. 2020.
[9] ا. نصيري، م. ر. بنائي، ي. م. علوي و س. حسين‌زاده، " ارائه یک روش جدید برای راه‌اندازی لامپ مگنترون با استفاده از مبدل نیم‌پل تغییر فاز یافته،" رادار، سال 8، شماره 2، صص. 20-9، دي 1399.
[10] R. Khosravi and M. Rezanejad, "A new pulse generator with high voltage gain and reduced components," IEEE Trans. on Ind. Electron., vol. 66, no. 4, pp. 2795-2802, Apr. 2019.
[11] M. Collins and C. A. Martins, "Evaluation of a novel capacitor charging structure for flicker mitigation in high-power long-pulse modulators," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 47, no. 1, pp. 985-993, Jan. 2019.
[12] M. Collins and C. A. Martins, "Optimal design of a high-voltage DC/DC converter for the 11.5 MW/115 kV ESS long-pulse modulator," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 48, no. 10, pp. 3332-3341, Oct. 2020.
[13] ا. نصيري، م. ر. بنائي، ي. م. علوي و س. حسين‌زاده، "کاهش تلفات هسته مغناطیسی در مبدل فوروارد برای راه اندازی لامپ مگنترون،" نشريه مهندسي برق و مهندسي كامپبوتر ايران، الف- مهندسي برق، سال 18، شماره 4، صص. 239-231، زمستان 1398.
[14] A. Nasiri and M. R. Banaei, "A new magnetron driving method using a phase shifted active clamp forward converter for sulfur plasma tube applications," IET Power Electronics, vol. 14, no. 2, pp. 442-453, Feb. 2021.
[15] م. بیگی، آ. دهستانی کلاگر و م. ر. علیزاده پهلوانی، "استفاده از یک‌سوسازهای چندسطحی دیودمهاری با کنترل‌کننده MPC، جهت تغذیه فرستنده لورن،" علوم و فناوری‌های پدافند نوین، سال 11، شماره 2، صص. 165-155، تير 1399.
[16] N. Z. Saadabad, S. H. Hosseini, A. Nasiri, and M. Sabahi, "A new soft switched high gain three-port DC-DC converter with coupled inductors," IET Power Electronics, vol. 13, no. 19, pp. 4562-4571, Feb. 2020.
[17] A. Nasin, M. R. Banaei, S. M. Alavi, and S. Hosseinzadeh, "A new control method for magnetron lamp power supply using forward-flyback converter with active clamp," IEEE Trans. on Plasma Science, vol. 51, no. 8, pp. 2390-2398, Aug. 2023.
[18] ا. شمشادي، ع. ر. نصيري، و پ. خرم‌پور، "بررسي و شبيه‌سازي چندپاره شدن شبكه زمين و تأثير آن بر تغيير ولتاژهاي گام و تماس در پست‌هاي فشارقوي با استفاده از روش اجزاي محدود،" نشريه علمي الكترومغناطيس كاربردي، سال 9، شماره 1، صص. 97-89، بهار و تابستان 1400.
[19] A. Nasin, M. R. Banaei, and S. Rahirni, "Phase-shifted half-bridge resonant inverter for driving magnetron," in Proc. IEEE Int. 10th Power Electronics, Drive Systems and Technologies. Conf., pp. 735-740, Shiraz, Iran, 12-14 Feb. 2019.
[20] M. J. Kim, W. S. Choi, I. W. Jeong, H. C. Park, and K. H. Park, "A new driving method of the magnetron power supply for a sulfur plasma lamp," IEEE Trans. on Ind. Electron, vol. 63, no. 9, pp. 492-499, 2016.
[21] J. H. Cho, K. B. Park, J. S. Park, G. W. Moon, and M. J. Youn, "Design of a digital offset compensator eliminating transformer magnetizing current offset of a phase-shift full-bridge converter," IEEE Trans. on Power Electron., vol. 27, no. 1, pp. 331-341, Jan. 2012.
ابوالفضل نصيري در سال 1357 در کرج به دنیا آمد. در سال 1382 مدرك كارشناسي مهندسي برق (الكترونيك) را از دانشگاه آزاد اسلامي واحد تهران جنوب، در سال 1388 مدرك كارشناسي ارشد مهندسي برق (الكترونيك) را از دانشگاه جامع امام حسين (ع) و در سال 1400 مدرك دكتري مهندسي برق (الكترونيك قدرت) را از دانشگاه شهيد مدني آذربايجان دریافت نموده است. او هم‌اكنون استاديار دانشكده فني مهندسي دانشگاه افسري و تربيت پاسداري امام حسين (ع) مي‌باشد. زمينه‌هاي تحقيقاتي مورد علاقه
وی عبارت هستند از طراحي مدارات آنالوگ، الكترونيك صنعتي، مدولاتورهاي توان و مبدل‌هاي DC/DC.
محسن گنجی در سال 1366 در ازنا به دنیا آمد. در سال 1392 مدرک کارشناسی مهندسی برق (کنترل) را از دانشگاه علمی کاربردی و در سال 1400 مدرک کارشناسی ارشد را از دانشگاه جامع امام حسین دریافت کرده است. او هم‌اکنون به‌عنوان مربی در دانشكده فني مهندسي دانشگاه افسري و تربيت پاسداري امام حسين (ع) مشغول خدمت مي‌باشد. زمينه علمي مورد علاقه نام‌برده، رادار است.
سيد محمد علوي در سال 1365 مدرك كارشناسي مهندسي برق الكترونيك خود را
از دانشگاه صنعتي اميركبير و در سال 1369 مدرك كارشناسي ارشد مهندسي برق الكترونيك خود را از دانشگاه تهران دريافت نمود. پس از آن در سال 1390 مدرك دكتري مهندسي برق را از دانشگاه خواجه نصيرالدين طوسي اخذ کرد. او هم‌اكنون دانشيار دانشكده فني مهندسي دانشگاه جامع امام حسين (ع) است. زمينه‌هاي علمي مورد علاقه نام‌برده شامل رادار و ميكروالكترونيك مي‌باشد.